WikiDer > RF цепь

An RF цепь каскад электронных компонентов и субблоков, которые могут включать усилители, фильтры, смесители, аттенюаторы и детекторы.^[1] Он может принимать различные формы, например, как широкополосный приемник-детектор для радиоэлектронная борьба (EW) в качестве настраиваемого узкополосного приемника для целей связи, в качестве повторитель в системах распределения сигналов или в качестве усилителя и повышающие преобразователи для передатчика-драйвера. В этой статье термин RF (радиочастота) охватывает диапазон частот от «средних частот» до «микроволновых частот», то есть от 100 кГц до 20 ГГц.^[2]:15

Ключевыми электрическими параметрами радиочастотной цепи являются коэффициент усиления системы, коэффициент шума (или же коэффициент шума) и уровень перегрузки.^[3]:2 Другими важными параметрами, связанными с этими свойствами, являются чувствительность (минимальный уровень сигнала, который может быть разрешен на выходе цепи); динамический диапазон (общий диапазон сигналов, которые цепочка может обрабатывать, от максимального до минимального уровня, который может быть надежно обработан) и уровни паразитных сигналов (нежелательные сигналы, создаваемые такими устройствами, как микшеры и нелинейные усилители). Кроме того, могут возникнуть опасения относительно устойчивости к входящим помехам или, наоборот, количества нежелательного излучения, исходящего от цепи. Также может иметь значение устойчивость системы к механической вибрации. Кроме того, физические свойства цепи, такие как размер, вес и потребляемая мощность, также могут иметь важное значение.

Помимо рассмотрения производительности РЧ-цепи, обсуждаются требования к сигналу и соотношению сигнал-шум различных компонентов обработки сигналов, которые могут следовать за ней, поскольку они часто определяют целевые показатели для цепочки.

Наборы параметров

Каждую двухпортовую сеть в РЧ-цепи можно описать набором параметров, который связывает напряжения и токи, возникающие на выводах этой сети.^[4]:29 Примеры: параметры импеданса, т.е. z-параметры; параметры допуска, т.е. y-параметры или, для высокочастотных ситуаций, параметры рассеяния, т.е. S-параметры.^[5][6]:663 Параметры рассеяния исключают необходимость открытия или короткого замыкания портов, что является сложным требованием для выполнения на микроволновых частотах.

Двухпортовая сеть

Теоретически, если известен набор параметров для каждого из компонентов РЧ-цепи, то отклик цепи можно точно рассчитать независимо от конфигурации. К сожалению, получение подробной информации, необходимой для выполнения этой процедуры, обычно является обременительной задачей, особенно когда в каскаде задействовано более двух или трех компонентов. Более простой подход состоит в том, чтобы предположить, что цепь представляет собой каскад компонентов с согласованным импедансом, а затем применить разброс допусков для эффектов рассогласования (см. Ниже).

Системная таблица

Системная электронная таблица была популярным способом отображения важных параметров цепочки поэтапно для интересующего частотного диапазона.^[3] Его преимущество заключается в выделении ключевых показателей производительности, а также в точном указании возможных проблемных областей в цепочке, которые не всегда очевидны при рассмотрении общих результатов. Такой график можно составить вручную.^[3]:139 или, что более удобно, с помощью компьютерной программы^{[7][8][9][10]}

Кроме того, доступны «takeits», которые помогают разработчику системы.^[11][12][13]

Далее приведены некоторые процедуры, полезные для разработки электронных таблиц.

Ключевые темы электронных таблиц

Для параметров, рассматриваемых ниже, предполагается, что цепь содержит каскад устройств, которые (номинально) согласованы по импедансу. Приведенные здесь процедуры позволяют последовательно отображать все расчеты в электронной таблице без использования макросов. Хотя это делает электронную таблицу более длинной, никакие вычисления не скрываются от пользователя. Для удобства столбцы электронной таблицы показывают частоту в поддиапазонах с достаточно узкой полосой пропускания, чтобы гарантировать, что любая пульсация усиления в достаточной степени охарактеризована.

Добавление Stage 'n' в каскад

Рассмотрим n^th этап в цепочке ВЧ устройств. Совокупный прирост, коэффициент шума, Точка сжатия 1 дБ^[14][3]:119 и вывод тепловой шум мощность для предыдущих (n-1) устройств дана Gcum_{п - 1}, Fcum_{п - 1}, Pcum_{п - 1} и Ncum_{п - 1}, соответственно. Мы хотим определить новые совокупные показатели, когда n^th стадия включена, т.е. значения Gcum_п, Fcum_п, Pcum_п и Ncum_п, учитывая, что n^th этап имеет значения G_п, F_п, P1_п для его усиления, коэффициента шума и точки сжатия 1 дБ соответственно.

Накопленный выигрыш

Накопленный прирост, Gcum_п после n этапов определяется выражением

${ displaystyle Gcum_ {n} = Gcum_ {n-1} times G_ {n}}$

и Gcum_п(дБ) определяется как

${ displaystyle Gcum_ {n} (дБ) = Gcum_ {n-1} (дБ) + G_ {n} (дБ)}$

где Gcum_п-1(дБ) - общий коэффициент усиления первых (n-1) каскадов, а G_п(дБ) - коэффициент усиления n-го каскада.

Уравнения преобразования между децибелами и линейными членами:

${ Displaystyle G = 10 ^ {G (дБ) / 10} = exp { big (} 0,23026 times G (дБ) { big)}}$

и

${ Displaystyle G (дБ) = 10 раз log _ {10} G = 4,6429 раз ln (G)}$

Суммарный коэффициент шума (коэффициент шума)

Совокупный коэффициент шума, после n этапов общего каскада Fcum_п дан кем-то

${ displaystyle Fcum_ {n} = Fcum_ {n-1} + { frac {F_ {n} -1} {Gcum_ {n-1}}}}$

где Fcum_п-1 - коэффициент шума первых (n-1) ступеней, F_п - коэффициент шума n-го каскада, а Gcum_п - общий коэффициент усиления n ступеней.

Совокупный коэффициент шума затем

${ displaystyle NFcum_ {n} (дБ) = 10 times log_ {10} (Fcum_ {n}) = 4.6429 times ln (Fcum_ {n})}$

• Примечание 1: использование усилителя с высоким коэффициентом усиления для первой ступени гарантирует, что ухудшение коэффициента шума на более поздних ступенях будет небольшим или незначительным. Это лучше всего для чувствительности системы, см. Ниже.
• Примечание 2: для пассивного (с потерями) участка цепи коэффициент шума участка равен потерям на этом участке.^[15][16]:55 Так, например, аттенюатор на 3 дБ имеет коэффициент шума 3 дБ.

Суммарная точка сжатия 1 дБ

Для электронных таблиц удобно обозначать точку сжатия 1 дБ.^[14][17] ко входу RF цепи, т.е. P1cum_п(Вход),

${ displaystyle P1cum_ {n} (ввод) = { frac {1} {{ frac {1} {P1cum_ {n-1} (ввод)}} + { frac {Gcum_ {n}} {P1_ {n }(Вход)}}}}}$

где P1cum_п-1 - точка компрессии 1 дБ на входе первых (n-1) каскадов, P1_п точка сжатия 1 дБ для n-го каскада относительно его входа и Gcum_п - общий прирост с учетом n-го этапа. Единицы измерения - [мВт] или [Ватт].

• Примечание: лучший результат, т.е. устойчивость системы к сигналам высокого уровня, достигается при низком усилении входного каскада. Это противоречит потребности в низком общем коэффициенте шума, который требует высокого усиления первой ступени.
• Примечание 2: точка сжатия 1 дБ обозначается сокращенно P1dB, iP1dB или oP1dB. Это относится к уровню входной или выходной мощности, измеренному в [дБм]. Общие характеристики системы можно практически оценить с помощью метода сжатия 1 дБ.

Связанные параметры, такие как IP3 или IM3, представляют собой полезные фиктивные числа, используемые для оценки системы. Устройство сгорит при входном уровне IP3. Точность измерения анализатором спектра составляет (характеристики HP / Agilent: + -1,0 дБ и + -0,5 дБ для специального устройства). Не гонитесь за долями дБ. В линейных системах все это приводит к АРУ.

Суммарная мощность шума

В тепловой шум мощность, присутствующая на входе РЧ цепи,^{[18]:44[19]:435[20]:229} является максимумом в резистивно согласованной системе и равен kTB, где k - постоянная Больцмана (= 1,38044 × 10⁻²³ Дж / К), T - абсолютная температура, в кельвины а B - полоса пропускания в Гц.

При температуре 17 ° C (≡ 290 K) kTB = 4,003 × 10⁻¹⁵ Вт / МГц ≡ -114 дБмВт для полосы пропускания 1 МГц.

Тепловой шум после n этапов ВЧ-цепи с общим коэффициентом усиления G_Т и коэффициент шума F_Т дан кем-то

${ displaystyle Ncum_ {n} = kTB times Fcum_ {n} times Gcum_ {n}}$

где k = постоянная Больцмана, T - температура в градусах Кельвина, а B - ширина полосы частот в герцах, или

${ displaystyle Ncum_ {n} (дБм / МГц) = - 114 + Fcum_ {n} (дБ) + Gcum_ {n} (дБ)}$

где Ncum_п(дБм) - общая мощность шума в дБм на 1 МГц полосы пропускания,

В приемниках совокупное усиление устанавливается для обеспечения того, чтобы мощность шума на выходе цепи находилась на соответствующем уровне для последующих этапов обработки сигнала. Например, уровень шума на входе в аналого-цифровой преобразователь (A / D) не должен иметь слишком низкий уровень, иначе шум (и любые сигналы в нем) не будут должным образом охарактеризованы (см. Раздел об A / D ниже). С другой стороны, слишком высокий уровень приводит к потере динамического диапазона.

Другие связанные свойства системы

Определив основные параметры цепочки, можно получить другие связанные свойства.

Точки пересечения второго и третьего порядка

Иногда производительность при высоких уровнях сигнала определяется с помощью символа «точка пересечения второго порядка (I2) »и«точка пересечения третьего порядка (I3) ”, а не точкой сжатия 1 дБ.^[14] Это условные уровни сигналов, которые возникают при тестировании двух сигналов и соответствуют теоретическим точкам, в которых продукты интермодуляции второго и третьего порядка достигают того же уровня мощности, что и выходной сигнал.^{[1]:685[3]:91} Рисунок иллюстрирует ситуацию.

На практике уровни перехвата никогда не достигаются, потому что усилитель перешел на ограничение до того, как они будут достигнуты, но они являются полезными теоретическими точками, исходя из которых можно прогнозировать уровни перехвата при более низких входных мощностях. В децибелах они уменьшаются в два раза быстрее (IP2) и в три раза быстрее (IP3) основных сигналов.

Когда продукты от этапа к этапу суммируются некогерентно, совокупные результаты для этих продуктов выводятся с помощью уравнений, аналогичных уравнениям для точки сжатия 1 дБ.

${ displaystyle I2cum_ {n} (ввод) = { frac {1} {{ frac {1} {I2cum_ {n-1} (ввод)}} + { frac {Gcum_ {n}} {I2_ {n }(Вход)}}}}}$

где I2cum_п-1 - точка пересечения второго порядка на входе первых (n-1) каскадов, I2_п точка пересечения третьего порядка для n-го этапа, относящаяся к его входу и Gcum_п - общий выигрыш с учетом n-го этапа.

По аналогии,

${ displaystyle I3cum_ {n} (ввод) = { frac {1} {{ frac {1} {I3cum_ {n-1} (ввод)}} + { frac {Gcum_ {n}} {I3_ {n }(Вход)}}}}}$

где I3cum_п-1 - точка пересечения третьего порядка на входе первых (n-1) каскадов, I3_п точка пересечения третьего порядка для n-го этапа, относящаяся к его входу.

Совокупные точки пересечения полезны при определении «динамического диапазона, свободного от паразитных составляющих». ^[16]:519 системы.

Существует приблизительная зависимость между уровнем перехвата третьего порядка и уровнем сжатия 1 дБ, который равен^{[21]:59 [20]:35}

${ Displaystyle IP3 (дБ) приблизительно P1 (дБ) +11 (дБ)}$

Хотя это только приближение, обнаружено, что это соотношение применимо к большому количеству усилителей.^[17]

Соотношение сигнал шум

В электронной таблице общая частотная полоса B (Гц) разделена на M поддиапазонов (столбцов электронной таблицы) по B / M (Гц) каждый, и для каждого поддиапазона (m = от 1 до M) тепловая мощность шума определяется, как описано выше. На практике эти результаты будут немного отличаться от столбца к столбцу, если в системе присутствует пульсация усиления.

Отношение сигнал / шум (S: N) - это пиковая мощность сигнала импульса (Psig), деленная на общую мощность шума (Pnoise) из M элементов разрешения по частоте, т.е.

${ displaystyle { frac {S} {N}} = { frac {P_ {sig}} { sum _ {m = 1} ^ {M} P_ {noise} (m)}}}$

Это отношение сигнал / шум на радиочастотах. Это может быть связано с соотношением сигнал / шум видео, как показано ниже.

Соотношение RF и видео S: N

Для целей электронных таблиц может быть полезно найти отношение РЧ-сигнала к шуму, которое соответствует желаемому коэффициенту видеосигнала и шуму после демодуляции или обнаружения. Поскольку РЧ-цепь обычно имеет достаточное усиление для игнорирования любого шума, вносимого детекторным диодом, можно показать, что видео S: N^[21]:115

${ displaystyle { Big (} { frac {S} {N}} { Big)} _ {vid} = { frac {G ^ {2} .P_ {S} ^ {2}} {4. G ^ {2} .P_ {S} .kTF'B_ {V} +2 (kTF'G) ^ {2}. (B_ {V} .B_ {R} -B_ {v} ^ {2} / 2 )}}}$

куда

• п_S = мощность входного ВЧ сигнала;
• 8B_V и B_р - полосы пропускания видео и RF;
• F '= F -1 / G, где G - коэффициент усиления цепи, а F - эффективный коэффициент шума;
• k = постоянная Больцмана; и
• T = температура окружающей среды

[Если имеется значительное изменение усиления в диапазоне, то его можно разделить на M поддиапазонов и суммировать результаты для этих поддиапазонов, как описано ранее.]

Из приведенного выше уравнения, поскольку мощность шума в диапазоне РЧ равна P_N = кТБ_рF ’можно найти взаимосвязь между соотношениями RF и Video S: N.

${ displaystyle { Big (} { frac {S} {N}} { Big)} _ {vid} = { frac {{ Big (} { frac {S} {N}} { Big )} _ {rf} ^ {2}} {4. { Big (} { frac {S} {N}} { Big)} _ {rf}. { frac {B_ {V}} {B_ {R}}} + 2. { Frac {B_ {V}} {B_ {R}}} - { Big (} { frac {B_ {V}} {B_ {R}}} { Big) } ^ {2}}}}$

(Этот результат можно найти в другом месте^[22]:188).

Инвертирование отношения дает отношение РЧ сигнал / шум, необходимое для достижения заданного отношения сигнал / шум видео:

${ displaystyle { Big (} { frac {S} {N}} { Big)} _ {rf} = { frac {B_ {V}} {B_ {R}}}. { Bigg [} 2. { Big (} { frac {S} {N}} { Big)} _ {vid} pm { sqrt {4. { Big (} { frac {S} {N}} { Big)} _ {vid} ^ {2} + { Big (} { frac {S} {N}} { Big)} _ {vid}. { Big (} 2. { Frac {B_ {R}} {B_ {V}}} - 1 { Big)}}} { Bigg]}}$

Чувствительность сигнала

Чувствительность сигнала важна для приемных систем и относится к минимальному уровню сигнала на входе, который необходим для получения сигнала, который может быть надежно определен процессом обнаружения в конце РЧ-цепи. Этот параметр менее важен в случае повторителей и драйверов передатчиков, где уровни сигнала имеют тенденцию быть выше и другие проблемы, такие как перегрузка каскада и генерация паразитных сигналов, имеют тенденцию быть более актуальными.

Определение значения чувствительности системы может быть трудным и зависит от многих вещей, включая метод обнаружения, метод кодирования сигнала, полосу пропускания радиочастотного канала и от того, задействована ли цифровая обработка. Два важных параметра, используемых при оценке характеристик чувствительности системы:^{[23]:2.16 [15]:204} «Вероятность обнаружения» и «Частота ложных тревог».

Статистические методы часто используются в процессе принятия решений (см. Цуй^[24]:20 и скольник^[25]:16).

Тангенциальная чувствительность

Тангенциальная чувствительность

Тангенциальная чувствительность (TSS) определяет ту входную мощность, при которой отношение видеосигнала к шуму составляет приблизительно 8 дБ от детектора.^[24]:16 На миниатюре показан пример типичного обнаруженного импульса на пределе TSS, при этом импульс + шум находятся на уровне, близком к минимальному уровню шума. Уровень TSS - слишком низкое значение для надежного обнаружения импульсов в практическом сценарии, но его можно определить с достаточной точностью при стендовых испытаниях приемника, чтобы дать быстрое ориентировочное значение производительности системы.

В широкополосном приемнике с квадратичным детектором значение TSS на входных клеммах цепи определяется выражением^[24]:18

${ displaystyle TSS (дБм) = 114 + 10.logF_ {T} + 10.log { Big (} 6.31B_ {V} = 2.5 { sqrt {2.B_ {V} B_ {R} -B_ {V } ^ {2}}} { Big)}}$

Отсюда можно получить S: N радиочастотного сигнала на входе в детектор, когда видеовыход находится на уровне TSS.

${ displaystyle { Big (} { frac {S} {N}} { Big)} _ {R} (дБ) = 10.log { Bigg [} { frac {B_ {V}} {B_ {R}}} { Bigg (} 6,31 + 2,5 { sqrt {2. { Frac {B_ {R}} {B_ {V}}} - 1}} { Bigg)} { Bigg]}}$

Это уравнение показывает, что отношение S: N на RF обычно меньше единицы в широкополосных системах, когда видеовыход находится на уровне TSS. Например, если B_р/ B_V = 500, то уравнение дает (S: N)_р = 0,17 (≈ -7,7 дБ). (Примечание: аналогичный результат получается при использовании уравнения, связывающего отношения RF и видео S: N, приведенное в предыдущем разделе.^[22]:190).

На миниатюре показан смоделированный видеовыход (в TSS), соответствующий радиочастотному импульсу в широкополосном шуме с S: N = 0,17 и коэффициентом ширины полосы 500.

A S: N ориентировочная цифра для обнаружения пульса

Чувствительность системы можно принять как «минимальный обнаруживаемый сигнал». Это тот уровень сигнала, который превышает пороговое значение с подходящим запасом (если уровень установлен слишком низким, всплески шума будут превышать его слишком часто, и если сигнал + шум не превышает его с достаточным запасом, он может упасть ниже порог, дающий преждевременное прекращение импульса. Таким образом, при определении минимального обнаруживаемого сигнала необходимо выбрать значения «частоты ложных тревог» и «вероятности обнаружения», соответствующие требованиям системы. Чтобы помочь разработчику, доступны графики, позволяющие помочь определить необходимое соотношение S: N на детекторе.^{[24]:30[25]:28[26]:2.19[27]:21[15]:357}

В случае импульсного обнаружения сигнала в шуме после детектора в широкополосном приемнике, где ширина полосы РЧ значительно превышает полосу пропускания видеосигнала, ориентировочное значение для надежной работы S: N (при видео) составляет от 16 до 18 дБ.^[21]:87 Это полезный показатель для использования в электронных таблицах, и он соответствует вероятности обнаружения цели Swerling 1 более 99%.^[28][29]

(Хотя более низкие значения S: N могут дать приемлемые значения «Вероятность обнаружения» и «Частота ложных тревог», измерение длительности импульсов становится менее надежным, поскольку всплески шума на импульсах могут быть ниже выбранного порогового уровня).

Импульсы с 18 и 15 дБ S: N

В качестве примеров эскизы показывают смоделированные примеры обнаруженного импульса в шуме, где S: N = 18 дБ и 15 дБ. Как можно видеть, если отношение S: N падает до 15 дБ или ниже, становится трудно установить пороговый уровень для обнаружения импульсов, который свободен от минимального уровня шума и все же не приводит к раннему завершению.

Соотношение S: N видео может быть связано с отношением RF S: N, как показано ранее.

В таких сценариях, как обнаружение импульсов радара, может происходить интегрирование по нескольким импульсам, и тогда более низкое значение S: N становится приемлемым.^[25]:30 В общем, чувствительность системы и теория обнаружения импульсов являются специализированными темами. ^[20]:12 и часто включают статистические процедуры, которые нелегко адаптировать для электронных таблиц.

Несоответствия

В прошлом устройства в радиочастотной цепи часто соединялись короткими замыканиями. линии передачи, Такие как коаксиальный кабель,^{[1]:165[30][31]:13–3[4]:165} (Полужесткие кабели 0,414 и 0,085 дюйма популярны^[32][2]:481 ), к полоса ^{[33][4]:168 [31]:13–4} или по микрополоска.^{[31]:13–6[33]} Почти всегда на различных интерфейсах возникают несоответствия.

Стандартные уравнения для линии передачи, заканчивающейся несоответствием, следующие:^[34][20]

• Напряжение Коэффициент отражения = Γ, где Γ = (Z_я - Z₀) / (Z_я + Z₀)
• Обратные потери(мощность) = 20.log | Γ | КСВН = (1 + Γ) / (1 - Γ) (см. Коэффициент стоячей волны)
• Потеря несоответствия = -10.log (1 - Γ²)

Отражения в линии передачи

Отклик несовпадающей линии передачи

Если линия передачи несовместима на обоих концах, на линии могут присутствовать многократно отраженные сигналы, что приводит к колебаниям частотной характеристики, как это видно на нагрузке.

Если учитываются только первые круглые эхо-сигналы (т. Е. Множественные отражения игнорируются), выходной отклик задается как

${ displaystyle V_ {out} = V_ {1} (1+ alpha ^ {2}. rho _ {1}. rho _ {2} .e ^ {j.2 * pi .f.2T_ { d}})}$

Отклик несоответствующего кабеля

Где

• α - потери за один проход через кабель,
• ρ₁ и ρ₂ - коэффициенты отражения напряжения выводов,
• f - частота,
• Т_d это (однопроходная) задержка распространения кабеля

Типичный график показан на миниатюре.

Этот отклик имеет составляющую пульсации с размахом амплитуды ΔA, определяемым выражением

${ displaystyle Delta A = 2. { frac {1+ rho _ {1}. rho _ {2}} {1- rho _ {1}. rho _ {2}}}}$

Разность частот от размаха до пика (или от минимума до минимума) пульсации выражается как ΔΩ, где

${ displaystyle Delta Omega = { frac { pi} {T_ {d}}}}$

Ответ на множественные несовпадения

Цепь RF может содержать множество межэтапных звеньев различной длины. Общий результат получается с использованием

${ displaystyle { text {Общий результат}} = prod _ {n = 1} ^ {N} Vout_ {n}}$

Это может дать общий ответ, который далеко не ровный. Например, случайный набор из 25 каскадных (но разделенных) ссылок дает показанный результат. Здесь предполагается случайный выбор задержек на трассе, где α принимается равным единице, а ρ₁ и ρ₂ принимая типичное значение 0,15 (a обратные потери ≈ 16 дБ), для диапазона частот от 10 до 20 ГГц

Для этого примера рекомендуется калибровка с интервалами 50 МГц, чтобы охарактеризовать этот отклик.

Амплитуда пульсаций уменьшилась бы, если бы несовпадения ρ₁ и ρ₂ были улучшены, но, особенно, если длина соединительных звеньев была сделана короче. Радиочастотная цепь, состоящая из компонентов поверхностного монтажа, соединенных полосковой линией,^[4]:168 которые можно сделать физически маленькими, могут достигать пульсации менее 0,5 дБ. Использование интегральных схем дало бы еще более низкую пульсацию (см., Например, Монолитные СВЧ интегральные схемы).

Смесители

Наличие смесителя в РЧ-цепи усложняет электронную таблицу, поскольку диапазон частот на выходе отличается от диапазона на входе. Кроме того, поскольку микшеры являются нелинейными устройствами, они вносят много продуктов интермодуляции, которые нежелательны, особенно в широкополосных системах.

Для входного сигнала на частоте F_сиг и частота гетеродина F_вот , выходные частоты смесителя определяются выражением

${ displaystyle { text {Mixer Output}} = n times F_ {lo} pm m times F {sig}}$

где m и n - целые числа.

Обычно для смесителя желательным выходом является частота с n = m = 1. Другие выходы часто называют «паразитными» и обычно нежелательными. Частотные планы часто составляются, часто в виде отдельной электронной таблицы, чтобы минимизировать последствия этих нежелательных сигналов.^{[35][3]:168 [36][37]}

Некоторые общие моменты относительно производительности микшера:

1. Продукты с малыми m и n обычно имеют наибольшую амплитуду, поэтому они требуют наибольшего внимания и, если возможно, должны выходить за пределы рабочей полосы пропускания. Продукты с высокими значениями m и n обычно имеют меньшую амплитуду, и их часто можно игнорировать.
2. Понижающие преобразователи лучше всего реализовать с F_LO установлен высокий, то есть F_LO > F_Sig.
3. В приемниках сигналы с частотой изображения менее проблемны, если ПЧ (промежуточная частота) установлена ​​очень высокой.^[20]:10
4. Утечки гетеродина могут быть минимизированы за счет использования смесителей с двойной балансировкой.^{[21]:37[16]:652[3]:165}
5. Следует избегать подачи на смеситель сигналов большой амплитуды, чтобы избежать паразитных выбросов высокого уровня. Следовательно, иметь высокий коэффициент усиления перед смесителем - плохая практика (требование, которое может противоречить потребности в низком общем коэффициенте шума). В любом случае мощность гетеродина, подаваемая на смеситель, должна значительно превышать мощность сигнала.^[3]:166

В типичном смесителе точка компрессии на 1 дБ находится на 5–10 дБ ниже мощности гетеродина.^[38]

Обратите внимание, что примерное соотношение между IP3 и P1 отличается от отношения для усилителей. Для миксеров очень приблизительное выражение:^[20]:35

${ Displaystyle IP3 (дБ) приблизительно P1 (дБ) +15 (дБ)}$

Поскольку это очень приблизительное значение, рекомендуется обратиться за разъяснениями к спецификации рассматриваемого смесителя.

Динамический диапазон

Динамический диапазон (D_р) - это диапазон входных мощностей от только что обнаруживаемого сигнала до уровня, при котором цепь перегружается.^[38]

D_р дан кем-то

${ displaystyle D_ {R} = P_ {max} -P_ {sens}}$

где P_{Максимум} максимальная мощность сигнала, обсуждавшаяся ранее, а P_сенс это наименьшая входная мощность для обнаружения сигнала (см. Чувствительность, обсуждавшуюся ранее).

Напряженность поля, усиление антенны и мощность сигнала для приемных антенн

(Для следующих уравнений сделано несколько предположений. Во-первых, если входящий сигнал поляризован, тогда антенна поворачивается, чтобы соответствовать этой поляризации, во-вторых, предполагается, что выходное сопротивление антенны согласовано с импедансом входного порта цепи и , в-третьих, когда указано усиление, это максимальное усиление антенны (иногда называемое усилением по оси визирования))

Когда плотность мощности входящего сигнала P_inc тогда мощность на выводах антенны P_р дан кем-то

${ displaystyle P_ {R} = A_ {eff} times P_ {inc}}$

Где_эфф эффективная площадь антенны (или Антенна апертураПлотность мощности, которая выражается в ваттах на квадратный метр, может быть связана с напряженностью электрического поля E_рв вольтах на метр

${ displaystyle E_ {R} = { sqrt {P_ {inc} .120 pi}}}$

Коэффициент усиления антенны связан с эффективной апертурой соотношением.^{[39]:90[6]:746} :${ displaystyle G = A_ {eff}. { frac {4 pi} { lambda ^ {2}}}}$

На практике эффективная апертура антенны меньше реальной физической площади. Для блюда, эффективная площадь составляет примерно от 0,5 до 0,6 раза фактической площади, так и для прямоугольного рупорной антенны это примерно 0,7 до 0,8 раза фактической площади.^[6]:747 Для диполя нет реальной физической области, но поскольку полуволновой диполь имеет коэффициент усиления^[39]:35 1,62, и исходя из этого можно определить эффективную площадь.

Предварительные убытки

Потери на начальном этапе - это потери, которые возникают до первого активного устройства в цепочке приемника. Они часто возникают из-за эксплуатационных требований конкретной системы, но по возможности их следует минимизировать, чтобы обеспечить максимально возможную чувствительность системы. Эти потери добавляют к эффективному коэффициенту шума первого каскада усилителя, дБ на дБ.^[20]:15

Некоторые потери являются следствием конструкции системы, например потери между антенной и фидером приемника, и могут включать в себя коаксиальный кабель. потеря перехода. Другие потери возникают из-за необходимости включения устройств для защиты цепи от высоких аварийных мощностей. Например, для радиолокационной системы требуется ячейка приема-передачи (TR).^[40][41][42] для защиты цепи от мощных сигналов передатчика радара. Аналогично передний ограничитель^[43] необходим на судне для защиты цепи от излучения мощных передатчиков, расположенных поблизости.
Кроме того, система может включать полосовой фильтр на своем входе для защиты от внеполосных сигналов, и это устройство будет иметь некоторые потери в полосе пропускания.

Сигнал и требования S: N устройств обработки сигналов

Детекторы (диоды)

Детектор диоды для ВЧ и СВЧ могут быть диоды точечного контакта, Диоды Шоттки, Арсенид галлия или устройства с p-n переходом.^[44] Из них диоды Шоттки и переходные диоды требуют смещения для достижения наилучших результатов. Кроме того, диоды с кремниевым переходом хуже работают на высоких частотах. Типичный детекторный диод имеет TSS от -45 до -50 дБмВт. ^{[24]:136[45][46]} и пиковая импульсная мощность 20 дБм, хотя возможны и лучшие цифры^[47]).

При низких мощностях диоды имеют квадратичную характеристику, то есть выходное напряжение пропорционально входной мощности, но при более высоких мощностях (выше примерно -15 дБм) устройство становится линейным, а выходное напряжение пропорционально входному напряжению.

Детекторы с квадратичным законом могут выдавать обнаруживаемые сигналы на видео в широкополосных системах, даже когда RF S: N меньше единицы. Например, с использованием приведенных ранее соотношений RF-видео для системы с полосой пропускания 6 ГГц и значением RF S: N 0,185 (-7 дБ) видео S: N (т.е. TSS) будет быть 6,31 (8 дБ). (Уравнения Цуя дают значение RF S: N 0,171 для этого примера).

Детектор-лог-видеоусилители (DLVA)

DLVA^[48][21]:72 обычно используются в системах радиопеленгации с использованием нескольких каналов, наклонных антенн и методов сравнения амплитуд.^[21]:155[49] Они также полезны для сжатия динамического диапазона входящих сигналов приемников перед оцифровкой. Они охватывают такие диапазоны частот, как 2–6 ГГц и 6–18 ГГц. Также доступны широкополосные устройства, работающие в диапазоне 2–18 ГГц.

Простой DLVA содержит широкополосный диодный детектор, за которым следует усилитель с логарифмической характеристикой, и имеет диапазон входной мощности, как правило, от -45 дБм до 0 дБм,^[50][51][52] который может быть увеличен до -45 до +15 дБм в DLVA расширенного диапазона. Два устройства вместе с усилителем можно объединить для получения эффективного диапазона от -65 дБм до +15 дБм.

В DLVA с последовательным обнаружением, который включает в себя малошумящий усилитель, диапазон мощности обычно может составлять от -65 дБм до +10 дБм.^[53][51]

Системы мгновенного измерения частоты (IFM), цифровые дискриминаторные блоки DDU)

IFM могут обеспечить измерение частоты одиночного импульса.^[21]:126:140 Они включают в себя набор частотных дискриминаторов линии задержки с увеличением длины задержки в двоичной или другой последовательности.^[54][55] Обычно они включают в себя какую-то собственную выгоду. Дискриминатор с самой длинной линией задержки устанавливает точность и разрешение измерения частоты, коррелятор самой короткой линии задержки определяет однозначную полосу пропускания DFD, а остальные корреляторы служат для устранения неоднозначностей.^[56] Обычно в IFM присутствует входной усилитель-ограничитель. Это повышает принимаемый сигнал до постоянного уровня для обработки корреляторами, упрощая задачу частотного декодирования данных частотного процессора и подчеркивая «эффект захвата» при наличии одновременных сигналов. Обычно РЧ-усилитель обеспечивает ограничение минимум 10 дБ при минимальном заданном уровне входного сигнала. Если отношение РЧ сигнал / шум слишком низкое, выходной сигнал коррелятора линии задержки с наибольшей длиной (который задает частотное разрешение IFM) будет ухудшаться и зашумлен. При высоких отношениях S: N (+10 дБм) точность измерения частоты приближается к среднеквадратичной ошибке, ограниченной коррелятором, но примерно при -3 дБм SNR появляются ошибки неоднозначности, вызывающие большие неточности измерений.^[57]

Самый низкий уровень входной мощности типичного DDU составляет около -75 дБм,^[57] а с коэффициентом шума приемника 10 дБ он дает точность по частоте примерно 1 МГц.^[55] Они имеют динамический диапазон от 65 до 75 дБ и охватывают диапазоны частот, такие как 2–6 ГГц, 6–18 ГГц, а некоторые широкополосные устройства покрывают 2–18 ГГц.^[58][59][55]

С появлением цифровых технологий были реализованы процессы, аналогичные процессам в аналоговой системе.^[60][61]

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП)

An Аналого-цифровой преобразователь,^[62][63] расположенный в конце РЧ-цепи, выдает цифровые сигналы для дальнейшей обработки. Поскольку аналого-цифровой преобразователь работает с дискретизированными сигналами, это необходимо для Теорема выборки Найквиста – Шеннона быть удовлетворенным, если данные не будут потеряны. Как было показано ранее, РЧ-импульс малой амплитуды, погруженный в широкополосный шум, может быть обнаружен квадратичным диодным детектором. Аналогичным образом сигналы с расширенным спектром могут быть восстановлены ниже минимального уровня шума путем сжатия. Следовательно, чтобы гарантировать отсутствие потери данных, цепное усиление должно быть достаточно высоким, чтобы гарантировать, что тепловой шум будет адекватно активировать аналого-цифровой преобразователь, чтобы любые сигналы, присутствующие в шуме, могли быть правильно восстановлены процессом обнаружения или сжатия. Обычно среднеквадратичное значение напряжения шума на входе в аналого-цифровой преобразователь должно быть одним или двумя битами диапазона аналого-цифрового преобразования, но не ниже. С другой стороны, чрезмерное усиление цепи, так что минимальный уровень шума будет излишне высоким, приведет к потере динамического диапазона.

Рассмотрим, например, щебетать сигнал с произведением 200 на ширину полосы частот и амплитудой ½ LSB, который встроен в шум со среднеквадратичным напряжением 1 LSB, присутствующий на входе в аналого-цифровой преобразователь. Оцифрованный квантованный результат относительно среднего значения аналогичен примеру на левом рисунке ниже. После сжатия в процессоре сигналов получается импульс высокой амплитуды, величина которого намного превышает уровень шума, как показано на правом рисунке.

Этот пример непреднамеренно демонстрирует преимущества дрожать^[64][65][66] который используется для улучшения линейности и динамического диапазона A / D. В случае рассматриваемого здесь сигнала, если бы не было шума, а был бы только сигнал, его амплитуды было бы недостаточно для работы АЦП.

Рекомендации